Компоненты компании International Rectifier

Главная | Статьи | Компоненты компании IR | Анализ эффективности использования транзисторов в корпусе DirectFet для телекоммуникационных преобразователей напряжения

Анализ эффективности использования транзисторов в корпусе DirectFet для телекоммуникационных преобразователей напряжения

 

Компания International Rectifier несколько лет назад предложила принцип построения DC/DC телекоммуникационного изолированного преобразователя напряжения мощностью более 150 Вт. Специалистами компании была предложена нерегулируемая схема управления преобразователем — 60 В в 9 В, учитывая что схема нагрузки расположенная далее от шинного преобразователя напряжения включает в себя синхронные или линейные преобразователи, при таком построении системы точностью выходного напряжения в шинном преобразователе можно пренебречь. В данной статье рассмотрены особенности выбора и применения полевых транзисторов для использования в качестве выпрямителя напряжения более 24 В в вторичной обмотке.

Мировые производители, оценив эффективность использования нерегулируемых шинных преобразователей напряжения для телекоммуникационного оборудования и их стоимость, сразу приняли такой принцип построения систем питания, что сделало шинные нерегулируемые преобразователи очень популярными. Особенно максимальный экономический эффект достигается в системах, где требуется несколько питающих напряжений.

Внешний вид MicroStencil Kit

Рисунок 1. Внешний вид MicroStencil Kit

В преобразователе используется двухэтапный подход в понижении напряжения. На первом этапе обеспечивается изоляция от общей сети. В то время как на втором этапе пользователь получает напряжение, которое можно подавать на нагрузку. В настоящее время мировые производители таких устройств предлагают разнообразные шинные преобразователи с различными отношениями входного напряжения к выходному. Данные отношения, как правило, равны или отличаются в четыре раза. В случае, когда диапазон входного напряжения находится между 32-84 В, а напряжение на нагрузке более чем 24 В, преобразователь должен иметь трансформатор с коэффициентом трансформации 1:1. Преобразователи с таким коэффициентом трансформации для получения высокой эффективности предполагают использование полевых транзисторов со значением напряжения сток — исток более чем 100 В. Такой транзистор должен соответствовать целому ряду требований таких как низкое значение сопротивления перехода, низкий уровень заряда затвора и низкая цена. Проанализировав обстановку на рынке такого типа транзисторов, специалисты компании International Rectifier разработали новый 200 В полевой транзистор в корпусе DirectFet - IRF6641. Основные параметры транзистора IRF6641 приведены в табл. 1.

Основные параметры тран¬зистора IRF6641

Для обеспечения работы в устройствах с высокими требованиями к эффективности полевой транзистор IRF6641 имеет низкое значение перехода и низкий заряд затвора. В табл. 2 приведены сравнение критических параметров транзистора в корпусе DirectFET IRF6641 с лучшим из доступных в SO-8 корпусе и напряжением Vds = 200 В — PHD22NQ20T производитель NXP.

Сравнение критических параметров транзисторов

Так, транзистор в корпусе SO-8 PHD22NQ20T имеет на 16 % большее значение заряда затвор-сток (Qgd), что делает его значительно медленнее, чем IRF6641. Сопротивление перехода также выше на 33 %. Поэтому транзистор IRF6641 имеет не только низкое значение потерь при проводимости, но и более высокие динамические показатели. Полный заряд затвора транзисторов определяет эффективность использования их при работе на нагрузку. Для ручного монтажа транзисторов в корпусе DirectFET компания выпускает «MicroStencil Kit» набор из 25 трафаретов плюс ключ для нанесения паяльной пасты. На рис. 1 приведен внешний вид трафаретов и ключа для монтажа транзисторов в корпусе DirectFET на плату.

В качестве драйвера управления первичной обмоткой шинного формирователя компания выпускает мостовой драйвер IR2086S, который позволяет управлять мостом с 100 В полевыми транзисторами. На рис. 2 приведена схема шинного формирователя с номинальной выходной мощностью 300 Вт. На рис. 3 представлен внешний вид платы, собранной по схеме рис. 2. Выходной выпрямитель на вторичной обмотке построен по самоуправляемой синхронной схеме и включает в себя два IRF6641-Q6, Q9. Напряжение на первичной и вторичной обмотках обратных связей появляются во время передачи энергии через трансформатор для обеспечения обратной связи и невозможности возникновения аварийной ситуации. Для исключения наличия постоянной составляющей в выходном напряжении на выходе вторичной обмотки используется индуктивность L1 со значением 1 pH.

Схема шинного формирователя на основе ИС IR2086s с использованием транзисторов IRF6641 в вторичной цепи выпрямления

Рисунок 2. Схема шинного формирователя на основе ИС IR2086s с использованием транзисторов IRF6641 в вторичной цепи выпрямления

Сравнение критических параметров транзисторов

Рисунок 3. Внешний вид исследуемой платы

При колебаниях входного напряжения ИС IR2086S увеличивает или уменьшает частоту переключения моста таким образом, чтобы минимизировать значение тока перемагничивания индуктора во всем диапазоне входного напряжения преобразователя, и обеспечивает резонансное переключение ключей. При¬менение ИС позволяет получить компактные преобразователи с плотностью мощности 150 Вт 6 кв см. В преобразователе, приведенном на рис. 2, магнитный поток индуктора линейно увеличивается с входным напряжением к пику, соответс¬твующему входному напряжению 65 В. Вне пика значение намагничивания падает, поскольку ток через сопротивление R15 увеличивается, тем самым изменяется значение напряжения на входе ИС Ct, что приводит к изменению частоты переключения ключей преобразователя. Выбирая значение таких элементов схемы как R15 и напряжение стабилизации стабилитрона D, разработчик может достигнуть минимального значения перемагничивания трансформатора. Это поможет уменьшить потери мощности в нем и потери в ключах первичной обмотки.

Конфигурация схемы позволяет эксериментировать с эффективностью работы полевых транзисторов во вторичной обмотке трансформатора при многократной их замене. Данные об эфективности использования различных транзисторов во вторичной обмотке и температура разогрева корпуса транзисторов приведены в табл. 2. Анализируя данные табл. 2, мы можем наблюдать температурную асимметрию разогрева корпусов транзисторов в зависимости от положения на схеме.

Естественно, тип упаковки кристалла (корпус транзистора) влияет на данные параметры. К примеру, один полевой транзистор в корпусе DirectFET, используемый во вторичной обмотке трансформатора, увеличивает среднее значение эффективности на 0.4 % во всем диапазоне входных напряжений по сравнению с транзистором с близкими параметра¬ми, но в корпусе S0-8-PHD22NQ20T. В частности, два включенных параллельно транзистора в корпусе SO-8-IRF7452 обеспечивают такую же эффективность, что и один транзистор IRF6641 в корпусе DirectFET.

Расчетзначения КПД при нагрузке 7 A

На рис. 4 а, б представлены термограммы для двух конфигураций транзисторов на вторичной обмотке трансформатора при полной нагрузке 7 А. Наименьшее значение температуры корпуса транзистора на вторичной обмотке трансформатора было достигнуты с использованием двух транзисторов IRF6641. Температура разогрева корпуса транзистора IRF6641 на 10 °C ниже, чем у двух параллельно соединенных корпусов SO-8-IRF7452. В случае использования транзистора с параметрами, близкими к IRF6641, транзистор PHD22NQ20T дает различие в температуре 4 °C. Однако, из-за большего значения заряда затвора у транзистора PHD22NQ20T, выходное напряжение при такой конфигурации преобразователя содержит недопустимое значение постоянной составляющей, что делает более эффективным использование конфигурации с полевыми транзисторами IRF6641 в корпусе DirectFET. Разогрев трансформатора в случаях использования схемы с установленными транзисторами DirectFET или SO-8 составляет около 80 °C при одинаковой нагрузке.

Термограммы шинного преобразователя с транзисторами в вторичной цепи: IRF6641

Рисунок 4. Термограммы шинного преобразователя с транзисторами в вторичной цепи: IRF6641 — a), сдвоенными транзисторами IRF7452 — б)

Графики переключения транзистора IRF6641 при нагрузке 7 А приведены на рис. 5. Значение времени задержки у транзисторов на вторичной обмотке при переключении составляет соответственно 74 и 80 нс. Использование квазирезонансного режима работы позволяет ограничить выбросы напряжения на вторичной обмотке, они составляют не более 150 В для каждой паузы «dead time». Графики работы преобразователя во время холостого хода при использовании транзисторов IRF6641 во вторичной цепи приведены на рис. 6. Значение времени «dead time» изменяется в зависимости от значения тока нагрузки от 48 и 64 нс до предела 78 и 96 нс соответственно при полной нагрузке.

Графики VDS на рис. 5 и 6 показывают, что использование полевых транзисторов с номинальным значением сток — исток 200 В оправдано, поскольку пики напряжения достигают значения 180-190 В.

Графики переключения транзисторов IRF6641 на вторичной обмотке трансформатора

Рисунок 5. Графики переключения транзисторов IRF6641 на вторичной обмотке трансформатора

Графики переключения транзисторов IRF6641 на вторичной обмотке трансформатора

Рисунок 6. Графики переключения транзисторов IRF6641 на вторичной обмотке трансформатора без нагрузки VDS транзистор 1 и 2 (график 1 и 3) и VGS транзистор 1 и 2 (график 2 и 4)

В конфигурации схемы на рис. 2 для управления транзисторами на вторичной обмотке используется дополнительная управляющая обмотка трансформатора, ток управления в обмотке пропорционален току в первичной обмотке трансформатора. Как показано в табл. 2, общее значение зарядов затвора для транзистора в IRF6641 Qg + Qgd 36 нКл, а у PHD22NQ20T — 37 нКл, эффективность управления при токе 1упр = 1А приблизительно одинакова. Когда используется конфигурация схемы, где на вторичной обмотке вместо одного транзистора устанавливается два параллельно соединенных IRF7452, то значение заряда Qg + Qgd удваивается и равно 72 нКл. Ток управления в обмотке управления будет увеличен, что приведет к изменению эффективности использования трансформатора с 80 % до 85 %.

При условии предельной нагрузки на вторичной обмотке трансформатора с выбором полевого транзистора доминирующим значением является его сопротивление. Так, при нагрузке 7 А потери при проводимости для IRF6641 и PHD22NQ20T транзисторов составят 2.9 Вт (48 млВт х 7A2 х 1.25-тем- пературный коэффициент) и 4.9 Вт (72 млВт х 7A2 х 1.4) соответственно. Различие в 2 Вт приводит приблизительно к 0.4 % различию эффективности (см. результаты табл. 2). Используя те же самые рассуждения, получаем, что значение потерь на проводимость для соединен¬ных параллельно корпусов SO-8 транзистора IRF7452 соответствует значению 2.4 Вт (36 млВт х 7A2 х 1.35). При этом разница в потерях при сравнении с транзистором IRF6641 составит 0.5 Вт, различие в потерях теоретически должно закончится и различием эффективности на 0.1 % при токе 7 А. Однако следует учитывать различные значения времени «dead-time».

Одним из важных значений для определения эффективного значения мертвого времени является полное значение заряда транзистора Qgd + Qds. Полное значение заряда соединенных параллельно корпусов SO-8 транзистора IRF7452 — 52 нКл (26 нКл х 2), что значительно превышает значение дан¬ного параметра у транзистора IRF6641, которое составляет 36 нКл.

Среднее значение паузы на переключение «dead time», соединенного параллельно транзистора в корпусе SO-8, для исключения аварийной ситуации, исходя из параметров транзистора, должно быть в 2 раза выше, чем с транзистором IRF6641. Увеличенное значение паузы на переключение, как уже отмечалось ранее, приводит к появлению токовых выбросов в выходной индуктивности преобразователя. Со значением «dead time» равным 64 нсек значение пика пилообразного тока с транзистором IRF6641 равно 4.4 A (69 В/1 uГенри х 64 нсек) и для сдвоенного транзистора IRF7452 в корпусе SO-8 составляет 9.2 A (2.2 A + 7 A). Со значением «dead time» равным 128 нс значение пика пилообразного тока с транзистором IRF6641 равно 8.8 A, а для сдвоенного транзистора IRF7452 в корпусе SO-8 составляет 11.4 А.

После рассмотрения пикового тока сравним значения на проводимость для двух случаев — при использовании одного транзистора IRF6641 вместо соединенных параллельно транзисторов IRF7452 в корпусе SO-8 отличие составляет 0.3 Вт. Увеличение паузы на переключение «dead А|гю» на 64 нс приводит к дополнительным потерям на диодную проводимость транзисторов, которая оценивается как 0.2 Вт (64 нсек х 2 х 7 A х 1 В/4 мксек). Так, результаты увеличенной паузы при переключении со значением 64 нсек увеличивают пиковый ток и потерю общей мощности в преобразователе на 0.1 Вт. Это значение увеличивается и с применением транзистора в корпусе IRF6641, давая разницу в эффективности преобразователя примерно 0.02 % при токе нагрузки 7 А. Поэтому применение транзистора IRF6641 увеличивает эффективность преобразователя и улучшает надежность и форму выходного сигнала. Кроме того, это уменьшает стоимость преобразователя, так как, занимая меньший объем печатной платы, позволяет сократить ее площадь, а также количество операций по монтажу.

Более детальную информацию можно получить обратившись к специалистам ООО «РТЭК»: 03035, г. Киев, ул. Урицкого, 32, оф. 1, тел./факс: +38 (044) 520-04-77, 520-04-78, 520-04-79.

Назад

© 2006 Integral